图1 为电流型控制变换器电感电流iL 的波形, iL 受到误差电压V c 的控制。如果在电感电流iL 上产生了扰动$ i0 , 当占空比D < 5 0% 时( 如图1 (a) 所示) , $i1 将逐渐减小, 即$ i1< $ i0; 当D > 50%
      图1　扰动情况下电感电流波形时(如图1 (b) 所示) , $i1 将逐渐增大, 即$ i1> $ i0。给出相应的数学表达式:
　　　　　$i1= - $ i0m 2m 1
(1) 式中　m 1——电感电流上升斜率; m 2——电感电流下降斜率。
此时, 引入一个斜坡补偿, 从误差电压减去这个补偿斜坡或将补偿斜坡加到电流波形上。于是, 有$ i1= - $i0 m 2+ mm 1+ m
(2) 由于要使系统在任何占空比下都能稳定工作, 必须满足$i1< $ i0。因此, 由D = 1 得补偿斜坡斜率:m > -12m 2
(3) 所以, 为了保证电流环稳定, 补偿斜坡的斜率m 必须大于电感电流下降斜率m 2 的一半(见图1 (c) )。

3　磁悬浮列车辅助电源设计实例

311　电路结构在设计磁悬浮列车辅助电源时, 采用反激式电流型控制变换器拓扑结构, 电路图见图2。
      图2　反激式电流型控制辅助电源电路
　　电      路主要参数为: 输入电压V in= 70～ 120 V; 输出电压V o= 5 V (A 组输出) , ±15 V (B、C 组输出) ; 最大占空比D = 0. 44; 开关管开关频率f s= 20 kHz; A 组输出滤波电感L 3= 100 LH; A 组输出滤波电容C11= 470 LF。
3. 2　高频变压器设计
      在设计实例中, 高频变压器的计算是设计工作的核心。设计时, 要保证电源的调整率和对线圈的漏感要求, 还要对高频变压器的外形尺寸及成本进行综合考虑。
      选择磁心材料为R2kB.M , E140.12 型磁心, R 2kB.M 材料的饱和磁感应强度B sa= 0. 48 T。为了使变压器工作在低磁损状态, 选工作最大磁通密度B max= 13B sa。
高频变压器设计参数为:
      饱和磁感应强度B sa= 0. 48 T; 工作最大磁通密度B max= 13B sa= 0. 16 T; 磁心有效截面积A e= 1. 44 cm 2; 窗口面积A c= 31108 cm 2; 空气隙长度L g= 01103 cm; 变压器初级绕组L 1 匝数N 1= 96 匝; 自馈绕组L 2 匝数N 2= 21 匝; 5 V 直流输出绕组L 3 匝数N 3= 8 匝; ±15 V 直流输出绕组L 4、L 5 匝数N 4= N 5= 20 匝。
      为了使变压器绕制完成后, 有很小的漏感, 采用分层绕制, 最内层为初级绕组线圈的一半, 并由抽头引出, 然后分别绕制次级各绕组线圈, 再将初级绕组的另一端由抽头处绕完。最外层为自馈绕组。
3. 3　斜坡补偿实现[ 3 ]
      在电流型PWM 控制变换器U C3842 中, 误差电压(误差放大器的输出) 与原边电流经PWM 控制变换器比较, 产生控制电压。误差电压减去补偿斜坡的斜率或在PWM 控制变换器的原边检测电流输入端(p in3) 加上补偿斜坡斜率, 作用是相同的, 都是减小脉冲宽度, 即减小占空比。相比之下, 更为方便的办法是将补偿斜坡斜率加到PWM 控制变换器的电流输入端。在定时电容CT (p in4) 上可获得部分振荡波形, 将该振荡波形与原边电流电阻性地相加, 相加的结果输入到PWM 控制变换器的电流检测输入端。
当取斜率补偿量M = 0. 75, R 5= 330 8 时, 计算得R sl= 3. 2 k8。
3. 4　开关管栅极驱动电路[ 3 ]
      为了防止由外部寄生参数引起的驱动电流振荡, 可以在PWM 控制变换器的U C3842 输出(p in6) 与MO SFET 栅极之间串入一个限流电阻, 以限制驱动电流的峰值。
      在实际应用中, 电路寄生参数的影响非常重要。通常MO SFET 的源极电感与分布电感相比是很小的。即使印制电路板布局及走线非常考究, 走线引起的分布电感仍然不可忽略。为了消除分布电感引起的振荡, 可以采取以下措施:
①在印制电路板的设计中, 尽可能缩短PWM 控制变换器与开关管栅极之间走线的距离;
②加大限流电阻的阻值, 使振荡由欠阻尼振荡变为轻微的过阻尼振荡